1. <track id="oo21m"><delect id="oo21m"><form id="oo21m"></form></delect></track>

        新聞中心

        EEPW首頁 > 電源與新能源 > 設計應用 > 應用筆記140 第2/3部分 - 開關模式電源基礎知識

        應用筆記140 第2/3部分 - 開關模式電源基礎知識

        作者:ADI公司,Henry J. Zhang時間:2020-09-23來源:電子產品世界收藏


        本文引用地址:http://www.germanstandard.com.cn/article/202009/418676.htm

        為何使用開關模式電源?

        顯然是高效率。在SMPS中,晶體管在開關模式而非線性模式下運行。這意味著,當晶體管導通并傳導電流時,電源路徑上的壓降最小。當晶體管關斷并阻止高電壓時,電源路徑中幾乎沒有電流。因此,半導體晶體管就像一個理想的開關。晶體管中的功率損耗可減至最小。高效率、低功耗和高功率密度(小尺寸)是設計人員使用SMPS而不是線性穩壓器或LDO的主要原因,特別是在高電流應用中。例如,如今12VIN、3.3VOUT開關模式同步降壓電源通常可實現90%以上的效率,而線性穩壓器的效率不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸至少減小了8倍。

        最常用的開關電源——降壓轉換器

        圖8顯示最簡單、最常用的開關穩壓器——降壓型DC/DC轉換器。它有兩種操作模式,具體取決于晶體管Q1是開啟還是關閉。為了簡化討論,假定所有電源設備都是理想設備。當開關(晶體管)Q1開啟時,開關節點電壓VSW = VIN,電感L電流由(VIN – VO)充電。圖8(a)顯示此電感充電模式下的等效電路。當開關Q1關閉時,電感電流通過續流二極管D1,如圖8(b)所示。開關節點電壓VSW = 0V,電感L電流由VO負載放電。由于理想電感在穩態下不可能有直流電壓,平均輸出電壓VO可通過以下公式算出:

        image.png

        image.png

        圖8 降壓轉換器操作模式和典型波形

        其中TON是開關周期TS內的導通時間間隔。如果TON/TS之比定義為占空比D,則輸出電壓VO為:

        公式3.jpg

        當濾波器電感L和輸出電容CO的值足夠高時,輸出電壓VO為只有1mV紋波的直流電壓。在這種情況下,對于12V輸入降壓電源,從概念上講,27.5%的占空比提供3.3V輸出電壓。

         除了上面的平均法,還有一種方式可推導出占空比公式。理想電感在穩態下不可能有直流電壓。因此,必須在開關周期內保持電感的伏秒平衡。根據圖8中的電感電壓波形,伏秒平衡需要:

        公式4.jpg

         因此,VO = VIN ? D     (5)

        公式(5)與公式(3)相同。這個伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓撲,以推導出占空比與VIN和VO的關系式。

        降壓轉換器中的功率損耗

        直流傳導損耗

        采用理想組件(導通狀態下零壓降和零開關損耗)時,理想降壓轉換器的效率為100%。而實際上,功耗始終與每個功率元件相關聯。SMPS中有兩種類型的損耗:直流傳導損耗和交流開關損耗。

        降壓轉換器的傳導損耗主要來自于晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導電流時產生的壓降。為了簡化討論,在下面的傳導損耗計算中忽略電感電流的交流紋波。如果用作功率晶體管,的傳導損耗等于IO2 ? RDS(ON) ? D,其中RDS(ON)是 Q1的導通電阻。二極管的傳導功率損耗等于IO ? VD ? (1 – D),其中VD是二極管D1的正向壓降。電感的傳導損耗等于IO2 ? R DCR,其中R DCR是電感繞組的銅電阻。因此,降壓轉換器的傳導損耗約為:

        公式6 .jpg

        例如,12V輸入、3.3V/10AMAX輸出降壓電源可使用以下元件:MOSFET RDS(ON) = 10mΩ,電感RDCR = 2 mΩ,二極管正向電壓VD = 0.5V。因此,滿負載下的傳導損耗為:

        公式7.jpg

        如果只考慮傳導損耗,轉換器效率為:

        公式8.jpg

        上述分析顯示,續流二極管的功率損耗為3.62W,遠高于MOSFET Q1和電感L的傳導損耗。為進一步提高效率,ADI公司建議可將二極管D1替換為MOSFET Q2,如圖9所示。該轉換器稱為同步降壓轉換器。Q2的柵極需要對Q1柵極進行信號互補,即Q2僅在Q1關斷時導通。同步降壓轉換器的傳導損耗為:

        圖9.jpg

        圖9 同步降壓轉換器及其晶體管柵極信號

        公式9.jpg

        如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2,同步降壓轉換器的傳導損耗和效率為:

        公式 10 & 11.jpg

        上面的示例顯示,同步降壓轉換器比傳統降壓轉換器更高效,特別適用于占空比小、二極管D1的傳導時間長的低輸出電壓應用。

        交流開關損耗

        除直流傳導損耗外,還有因使用不理想功率元件導致的其他交流/開關相關功率損耗:

        1.    MOSFET開關損耗。 真實的晶體管需要時間來導通或關斷。因此,在導通和關斷瞬變過程中存在電壓和電流重疊,從而產生交流開關損耗。圖10顯示同步降壓轉換器中MOSFET Q1的典型開關波形。頂部FET Q1的寄生電容CGD的充電和放電及電荷QGD決定大部分Q1開關時間和相關損耗。在同步降壓轉換器中,底部FET Q2開關損耗很小,因為Q2總是在體二極管傳導后導通,在體二極管傳導前關斷,而體二極管上的壓降很低。但是,Q2的體二極管反向恢復電荷也可能增加頂部FET Q1的開關損耗,并產生開關電壓響鈴和EMI噪聲。公式(12)顯示,控制FET Q1開關損耗與轉換器開關頻率fS成正比。精確計算Q1的能量損耗EON和EOFF并不簡單,具體可參見MOSFET供應商的應用筆記。

        圖10.jpg

        圖10 降壓轉換器中頂部FET Q1的典型開關波形和損耗

        公式12.jpg

        2.    電感鐵損PSW_CORE。真實的電感也有與開關頻率相關的交流損耗。電感交流損耗主要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中,磁芯材料可能是鐵粉芯或鐵氧體。一般而言,鐵粉芯微飽和,但鐵損高,而鐵氧體材料劇烈飽和,但鐵損低。鐵氧體是一種類似陶瓷的鐵磁材料,其晶體結構由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。鐵損的主要原因是磁滯損耗。磁芯或電感制造商通常為電源設計人員提供鐵損數據,以估計交流電感損耗。

        3.    其他交流相關損耗。其他交流相關損耗包括柵極驅動器損耗PSW_GATE(等于VDRV ? QG ? fS)和死區時間(頂部FET Q1和底部FET Q2均關斷時)體二極管傳導損耗(等于(ΔTON + ΔTOFF) ? VD(Q2) ? fS)。

        總而言之,開關相關損耗包括:

        公式13.jpg

        通常,計算開關相關損耗并不簡單。開關相關損耗與開關頻率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降壓轉換器中,200kHz – 500kHz開關頻率下的交流損耗約導致2%至5%的效率損失。因此,滿負載下的總效率約為93%,比LR或LDO電源要好得多。可以減少將近10倍的熱量或尺寸。

        [未完待續]

        參考資料

        [1] V. Vorperian,“對使用PWM開關模式的PWM轉換器的簡化分析:第I部分和第II部分”,IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,1990年3月,第26卷,第2期。

        [2] R. B. Ridley, B. H. Cho, F. C. Lee,“對多環路控制開關穩壓器的環路增益的分析和解讀”,IEEE Transactions on Power Electronics,第489-498頁,1988年10月。

        [3] H. Zhang,“開關模式電源的模型和回路補償設計”,凌力爾特應用筆記AN149,2015年。

        [4] H. Dean Venable,“控制系統的最佳反饋放大器設計”,Venable技術文獻。

        [5] H. Zhang,“使用LTpowerCAD設計工具分五個簡單的步驟設計電源”,凌力爾特應用筆記AN158,2015年。

        [6] www.linear.com/LTpowerCAD上的LTpowerCAD?設計工具。

        [7] H. Zhang,“非隔離式開關電源的PCB布局考慮因素”,凌力爾特公司的應用筆記136,2012年。

        [8] R. Dobbkin,“低壓差穩壓器可直接并聯以散熱”,LT Journal of Analog Innovation,2007年10月。

        [9] C. Kueck,“電源布局和EMI”,凌力爾特應用筆記AN139,2013年。

        [10] M. Subramanian、T. Nguyen和T. Phillips,“高電流電源低于毫歐的DCR電流檢測和精確多相均流”,LT Journal,2013年1月。

        [11] B. Abesingha,“快速精確的降壓DC-DC控制器在2MHz下直接將24V轉換為1.8V”,LT Journal,2011年10月。

        [12] T. Bjorklund,“高效率4開關降壓-升壓控制器提供精確輸出限流值”,凌力爾特設計筆記499。

        [13] J. Sun、S. Young和H. Zhang,“μModule穩壓器適合15mm × 15mm × 2.8mm、4.5V-36Vin至0.8V-34V VOUT的(接近)完整降壓-升壓解決方案”,LT Journal,2009年3月。



        關鍵詞: MOSFET

        評論


        相關推薦

        技術專區

        關閉
        影音先锋手机Av资源站,国产福利不卡在线视频,一级特黄夫妻生活片